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這里提及的三相 PFC 板是基于碳化硅 MOSFET 的車載充電器系統(tǒng)第一級的示例，它會(huì)提高系統(tǒng)效率并減少 BOM 內(nèi)容。

開發(fā) PFC 板的主要目的是方便訪問不同設(shè)備，從而為測試階段和測量提供便利;外形尺寸優(yōu)化從來不是 EVB 的目標(biāo)。

  輸出電壓

在這里，三相 PFC 提供的輸出電壓被固定為 700 V(精度5%)。得益于 SiC 技術(shù)，熱容量可以擴(kuò)展至更高的范圍。以 50 Hz、230 Vac 的輸入電壓為例，其最大可交付功率為 11 kW。

  系統(tǒng)

  ▲高 fs 范圍 (60?140 kHz)

  ▲高效率(fs 100 kHz 時(shí)為 98.3%)

  ▲寬輸入范圍 (167 - 265 VPH rms)

  ▲雙向

  ▲三相全橋整流器

圖 1：板圖片

圖 2：拓?fù)?概覽

圖 3：三相 PFC 框圖

  應(yīng)用/控制概述

  總體概念可參見圖 3。由于在概念定義期間，可測試性被設(shè)定為最高優(yōu)先級，因此所提供的板不以最高功率密度和/或緊湊性為目標(biāo)。

  當(dāng)向輸入連接器提供 50Hz 的三相電壓時(shí)，板的行為很簡單;由于 PFC 拓?fù)涞男再|(zhì)，輸出總線電容電壓會(huì)升高。由于每個(gè) MOSFET 上都存在寄生續(xù)流二極管，帶有 MOSFET 的無橋 PFC 保證了從輸入到輸出的電流路徑。當(dāng) MOSFET 全部關(guān)斷時(shí)，電路板簡化為三相二極管橋。整流后的輸入交流電壓將根據(jù)電源電壓幅度和 MOSFET 體二極管的正向電壓，被設(shè)置為定義的電平。然而，輸入端至少要提供一個(gè) 167 Vrms 的電壓。因此，兩個(gè)不同線路上的電阻用作浪涌電流限制器。一旦總線電壓達(dá)到 400 V，雙管反激變換器便開始工作。它提供 24 V 電壓。藉此，一系列 DC/DC 穩(wěn)壓器可生成為數(shù)字和模擬電路供電所需的其他電壓電平。

  在進(jìn)行微喚醒時(shí)，除了驗(yàn)證 ADC 通道的偏移電壓外，它還開始監(jiān)控總線電壓并檢測輸入電壓，從而確定電壓的頻率和相位角。該相位角將作為系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的基準(zhǔn)角。

  當(dāng)直流總線電壓達(dá)到平坦?fàn)顟B(tài)時(shí)，MCU 向繼電器發(fā)送指令，旁路電阻并允許輸出總線電壓進(jìn)一步升高。但是，電壓增量將低于整流后的輸入電壓幅度 √6?VPH, RMS。

  MCU 將等到總線電壓再次平坦，以便開始控制總線電壓，直到達(dá)到 700 V 的目標(biāo)值。它不會(huì)一步達(dá)到目標(biāo)值，而是跟隨一個(gè)平滑的斜坡發(fā)生器不斷變化，使總線電壓值按照參數(shù)化的斜坡達(dá)到最終的 700 V。

  PFC 只實(shí)現(xiàn)了一種硬件保護(hù)，利用 NCV51705 柵極驅(qū)動(dòng)器的 DESAT 功能防止過電流事件。根據(jù) NVHL080N120SC1 碳化硅 MOSFET(N 溝道，1200 V，80 m，TO247?3L)的特性，將在板上設(shè)置 50 A 的閾值。

  所有故障線路被集合在一起，以生成到 MCU 的單個(gè)輸入，而該 MCU 將為 PWM 生成提供硬件停止。只能通過 GUI 發(fā)送的復(fù)位命令或通過斷電/上電序列來復(fù)位故障條件，這兩種方式通常分別代表硬件/軟件復(fù)位。圖 4 總結(jié)了軟件層面的總體行為。

圖 4：激活直流總線電壓調(diào)節(jié)前的初步步驟流程圖

  一旦應(yīng)用處于直流總線電壓控制狀態(tài)，在沒有故障事件的情況下，MCU 將執(zhí)行磁場定向控制 (FOC) 電壓控制算法。

  該控制算法類似于電機(jī)控制算法，即內(nèi)部環(huán)路控制著電流分量，而外部環(huán)路控制著總線電壓。由于 PFC 的目標(biāo)是保證每個(gè)相電壓和相電流之間的相位延遲為 0°，因此電壓調(diào)節(jié)將作用于 D 軸電流。Q 軸電流被設(shè)置為 0。D 軸表示“ACTIVE”電力分支，而 Q 軸則表示“REACTIVE”電力分支。圖 5 顯示了控制算法的框圖。

圖 5：控制框圖

  為執(zhí)行控制算法而采樣的模擬量包括：

  ●相電流 (x3);

  ●線路電壓(因?yàn)樵谳斎脒B接器 (x3) 處沒有提供中性點(diǎn));

  ●直流總線電壓。

  線路電壓用于確定交流電壓相量的實(shí)際位置。然后，使用角度 θ 將電流相位延遲調(diào)節(jié)到 0°，這是 PFC 的主要目標(biāo)。電壓位置用于通過克拉克和帕克變換，從靜止 ABC 系統(tǒng)參考轉(zhuǎn)換到旋轉(zhuǎn) DQ 坐標(biāo)系(對于 PFC，D 軸表示相電壓相量的幅值)。

  在 θ 已知的情況下，所有電量都可以在 DQ 系統(tǒng)中表示，這種簡化操作將確保能夠使用簡單的 PI/PID 調(diào)節(jié)器。順便說一下，PID 代表比例積分和微分調(diào)節(jié)，它可以單獨(dú)應(yīng)用于系統(tǒng)，也可以組合在一起應(yīng)用于系統(tǒng)。無論是哪種情況，正確的選擇要取決于待調(diào)節(jié)設(shè)備的傳遞函數(shù)。

  當(dāng)可提供一個(gè)常數(shù)作為參考量時(shí)，PI 調(diào)節(jié)器確實(shí)可以有效地將誤差調(diào)節(jié)為零，但不能調(diào)節(jié)交流參考量。在任何情況下，都需要對 PI 調(diào)節(jié)器進(jìn)行校準(zhǔn)，以確保適當(dāng)?shù)南到y(tǒng)穩(wěn)定性，并在 PI 環(huán)路帶寬與時(shí)間響應(yīng)之間進(jìn)行合理的折衷。通常期望電流環(huán)路(內(nèi)部)的響應(yīng)較快，外部環(huán)路(電壓)的響應(yīng)較慢。

  圖 7 提供了所實(shí)現(xiàn)的控制環(huán)路的詳細(xì)圖形。無論所選擇的 PWM 調(diào)制頻率如何，該控制環(huán)路都將以 20kHz 運(yùn)行。盡管存在同步程序以使 ADC 外設(shè)由特定 PWM 計(jì)數(shù)器值觸發(fā)，但 PWM 頻率幾乎獨(dú)立于控制頻率。

  該程序允許保持相電流之間的良好關(guān)系，在中性點(diǎn)隔離的星形連接三相系統(tǒng)中，電流和的瞬時(shí)值應(yīng)等于零。

  所選 MCU 為通用 MCU，它基于 Arm®M3、時(shí)鐘頻率 84 Mhz、單 S/H 和 ADC，具有多路復(fù)用輸入通道、1 MSPS 和 12 位。一次 ADC 轉(zhuǎn)換的延遲時(shí)間約為 1 μs。

  由于讀取延遲、快速 PWM 頻率、瞬時(shí)開關(guān)狀態(tài)和升壓電感等原因，每個(gè)相位中流動(dòng)的電流可以在極短的時(shí)間內(nèi)發(fā)生顯著變化。因此，為了克服這種有問題的情況，系統(tǒng)會(huì)在三個(gè)連續(xù)的 PWM 周期內(nèi)對電流進(jìn)行采樣。這意味著可用于相應(yīng)功能的最小 PWM 頻率是控制策略的三倍，也就是 60kHz。當(dāng)然，所允許的最大 PWM 頻率也存在限制，即 140 kHz。再次觸發(fā) ADC 外設(shè)進(jìn)行新的測量之前，在每個(gè) PWM 周期中執(zhí)行測量所需的等待時(shí)間會(huì)引入該限制。圖 6 顯示了這種限制背后的原因。

圖 6：主要外設(shè)交互和控制算法執(zhí)行

  從圖 6 中可以看出，只有在滿足以下條件的情況下，才能發(fā)出新的 ADC 觸發(fā)器：對三個(gè)模擬量(1 個(gè)電流和 2 個(gè)電壓)進(jìn)行了采樣;ADC 的轉(zhuǎn)換結(jié)束中斷已發(fā)送給 CPU(以將結(jié)果數(shù)據(jù)寄存器存儲(chǔ)到內(nèi)存中);已為新的測量準(zhǔn)備好 ADC。每個(gè)程序大約需要 3.5 μs。在三個(gè) PWM 周期之后，ADC 不再被觸發(fā)，直到發(fā)生重新初始化讀取策略的新控制中斷。

  控制期內(nèi)收集的模擬量將用于下一個(gè)可用控制期。從 ADC 進(jìn)行模擬量采樣的時(shí)間與在控制策略中有效使用模擬量的時(shí)間之間存在確定性延遲。不過，這種延遲不會(huì)予以補(bǔ)償，原因是主工作頻率要遠(yuǎn)低于所選的控制頻率周期，因此延遲被視為是可以忽略的。

  一旦 ADC 模擬量可用，實(shí)現(xiàn)控制就簡單多了，如圖 7 所示。

圖 7：控制算法詳述

  如前所述，調(diào)制頻率可以在 60kHz 到 140kHz 之間的范圍內(nèi)進(jìn)行選擇，這就是使用碳化硅 MOSFET 的好處。當(dāng)然，從系統(tǒng)行為的角度來看，提高開關(guān)頻率將意味著更高的開關(guān)損耗，這會(huì)實(shí)質(zhì)上導(dǎo)致芯片溫度的升高，進(jìn)而增加傳導(dǎo)損耗，原因就在于 RDS,ON會(huì)隨著溫度而增大。正是出于這個(gè)原因，可以預(yù)見板上應(yīng)該有一個(gè)風(fēng)扇，其目的是讓 SiC MOSFET 所在位置的散熱器能冷卻下來。風(fēng)扇由 MCU 驅(qū)動(dòng)，但目前其轉(zhuǎn)速將固定不變。可以根據(jù)與 ID,REF 成正比的有效功率輸送來實(shí)現(xiàn)對風(fēng)扇轉(zhuǎn)速的調(diào)節(jié)。

  為了減輕損失并提高系統(tǒng)效率，可以實(shí)施不同的驅(qū)動(dòng)策略。在結(jié)果部分中提供了更多的詳細(xì)信息。

  四硬件概述

本系統(tǒng)由兩塊板組成：一塊 4 層電源板和一塊 4 層控制板。

  電源板將嵌入：

  ●從輸入到總線電壓的所有電路(繼電器、升壓電感器、SiC MOSFET、直流總線電容);

  ●用于模擬信號調(diào)節(jié)的第一級電路(處理成 5V 范圍內(nèi));

  ●風(fēng)扇及其驅(qū)動(dòng)電路;

  ●柵極驅(qū)動(dòng)器子系統(tǒng)(對每個(gè) MOSFET 而言都是相同的);

  ●高電平至 24 V DCDC 轉(zhuǎn)換器;

  ●分布式連接器(以最大程度減小開關(guān)節(jié)點(diǎn)的環(huán)路長度)。

  控制板將嵌入：

  ●微控制器及其隔離編程電路(通過串行通信);

  ●24 V 至各種直流電壓電平(如圖 3 所示);

  ●第二級模擬信號調(diào)節(jié)(采用電源板輸入并調(diào)節(jié)至 3.3V 范圍);

  ●邏輯柵極(用于處理來自柵極驅(qū)動(dòng)器的故障信號);

  ●LED 和分布式連接器(根據(jù)電源板)。

  風(fēng)扇

  風(fēng)扇需要兩個(gè)引腳：

  ●FAN_ON_OFF：將引腳設(shè)置為高電平會(huì)為風(fēng)扇提供 24 V 電壓。

  ●FAN_PWM：這是一個(gè)脈寬調(diào)制引腳。占空比越高，風(fēng)扇轉(zhuǎn)速就越快，進(jìn)而吹入的空氣越多。

  繼電器

由繼電器的布局可以預(yù)見：上電時(shí)，安裝在板上的 13.6 個(gè)功率電阻器會(huì)限制浪涌電流。通過切換 INRUSH_OFF 引腳將數(shù)字值設(shè)置為高電平，可斷開電阻器。上電時(shí)，該引腳被初始化為低電平。

  柵極驅(qū)動(dòng)器系統(tǒng)

  板上帶有六個(gè)對稱結(jié)構(gòu)的柵極驅(qū)動(dòng)器。它們中的每一個(gè)都包含一個(gè)隔離式 DCDC 轉(zhuǎn)換器、一個(gè)數(shù)字隔離器和 NCP51705 柵極驅(qū)動(dòng)器。NVP51705 是一個(gè)用于驅(qū)動(dòng) SiC MOSFET 的專用器件。每個(gè)部分都有 3 個(gè)數(shù)字引腳：2 個(gè)輸入和 1 個(gè)輸出(這是從柵極驅(qū)動(dòng)器的角度看;如果是從 MCU 的角度看，則為 2 個(gè)輸出和 1 個(gè)輸入)。MCU 必須為每個(gè)驅(qū)動(dòng)器提供禁用信號;它實(shí)際上表示 PWM 信號的反相輸入和 PWM 信號本身。MCU 必須檢測故障引腳。它表示柵極驅(qū)動(dòng)器電平的故障狀態(tài)。

  柵極驅(qū)動(dòng)器故障一旦確立，它就會(huì)自動(dòng)禁用 PWM 輸出。故障引腳用于向 MCU 發(fā)出故障狀態(tài)信號。這種故障通常是由于過電流事件引起的，盡管其他異常情況也可能觸發(fā)此故障。

  一旦發(fā)生故障事件，便不再向柵極驅(qū)動(dòng)器提供 PWM 信號，同時(shí) DISABLE 引腳再次投入工作。

  每個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)器的故障引腳都匯集于“or”端口，共有六個(gè)輸入。然后，所生成的 PWM_FAULT 將連接至 MCU 上可用的硬件 PWM 故障引腳。

DISABLE 引腳應(yīng)初始化為 HIGH(高電平)，以禁用柵極驅(qū)動(dòng)器功能。當(dāng)控制策略能夠發(fā)送有效的占空比信息時(shí)，必須將 DISABLE 設(shè)置為低電平。

  測試

  系統(tǒng)將生成以下測試結(jié)果，為板提供 50Hz 的 230 Vrms 電壓。

  控制算法被配置為提供 100 kHz 的開關(guān)頻率和 100 ns 的死區(qū)時(shí)間。所用的升壓電感器具有 330H 的平均電感值。

  用于驅(qū)動(dòng) MOSFET 的柵極電阻值為 22 Ω(對于源極)和 4.7 Ω(對于漏極)，以確保在最大電流下具有以下開關(guān)特性：

圖 8：慢開關(guān)速度一側(cè)的 SiC MOSFET

  針對不同情況，要實(shí)施并測試不同的 PWM 策略。每一項(xiàng)策略都會(huì)影響電感器高頻電流紋波，而低頻包絡(luò)線則跟隨輸出目標(biāo)功率。雖然電流紋波與 PWM 頻率和總線電壓有關(guān)，但它也受到零序電壓的嚴(yán)重影響。零序電壓會(huì)影響 PWM 周期中電感器兩端的電壓生成。

圖 9：經(jīng)過檢驗(yàn)的調(diào)制策略

  最后是選擇“不連續(xù) 1”調(diào)制策略的情況下，以 100kHz 運(yùn)行 PFC 板的系統(tǒng)效率結(jié)果。

圖 11：fPWM = 100 kHz 時(shí)的效率結(jié)果